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研究生:蔡宜芳
研究生(外文):Yi-Fang Tsai
論文名稱:具有精確補償的無載波訊號數位式干涉訊號解調技術及解調訊號的諧波失真分析
論文名稱(外文):The Digital Demodulation Technique without Carrier Signal of FOIS with Precision Compensation and the Harmonic Distortion Analysis of the Demodulation Signals
指導教授:黃世巨
指導教授(外文):Shih-Chu Huang
學位類別:碩士
校院名稱:國立高雄師範大學
系所名稱:光電與通訊工程學系
學門:工程學門
學類:電資工程學類
論文種類:學術論文
論文出版年:2015
畢業學年度:103
語文別:中文
論文頁數:65
中文關鍵詞:具有精確補償的無載波訊號數位式干涉訊號解調技術及解調訊號的諧波失真分析無載波取樣頻率干涉訊號
外文關鍵詞:The Digital Demodulation Technique without Carrier Signal of FOIS with Precision Compensation and the Harmonic Distortion Analysis of the Demodulation Signalscarreirfreeinferece signal
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無載波訊號解調技術的優點主要是可以解調寬頻帶及振幅較大的光纖干涉儀感應訊號波形。相較於其他感應訊號解調技術,無載波訊號解調技術因為不需載波訊號,加上其理論有利於解調大振幅的感應訊號,因此具有特殊之優點。另外無載波訊號解調技術十分適合數位電路,在操作上及元件上的使用都較為直觀且不複雜。在程式的選用上我們使用了Simulink程式和Xilinx程式做模擬訊號檢驗,檢驗是否能夠完美的解調出與原始訊號相同的波形。
先透過Simulink程式實現數學理論及想法,可行後,再將其想法用Xilinx程式做模擬實現。Xilinx程式可直接燒錄到ML506電路模擬板來執行FPGA數位訊號處理電路。FPGA數位電路最大優點為可做並列式及時訊號處理,大大縮短了解調所需要的元件以及時間。此系統無論是用於防盜系統、偵測系統上皆有著及時和簡單便利的好處。
無載波訊號解調技術因取樣頻率的限制及干涉訊號的雜訊干擾,感應訊號波形做數位解調時的極值設定值必須有限制,會造成解調振幅較原始振幅來的小,因此需要做補償,補償後振幅值能更接近原始波形,也能夠讓諧波失真 (total harmonic distortion,THD)降低。無載波訊號解調技術應用在防盜偵測系統等相關領域,可提升及改善感測系統功能。

The carrier free signal demodulation technique can demodulate the waveform of the wideband larger amplitude sensing phase signal. By comparing other demodulation techniques, the special advantages of the carrier free signal demodulation technique are it doesn’t need carrier signal and suitable to demodulate the wideband larger amplitude sensing phase signal. Also the carrier free signal demodulation technique is very suitable for digital electronics whether in the operation or element used are relatively straightforward and uncomplicated. We used the program Simulink and Xilinx to test whether it can perfectly demodulated the sensing phase signal.
Firstly, we use Simulink to realization of math theory and ideas, then use Xilinx to implement. Xilinx can be burned directly to ML506 circuit board to perform FPGA signal processing. The advantage of FPGA digital circuit is it can make parallel signal processing in real time, greatly reducing the components and the time required for demodulation. Therefore, Xilinx is suitable for intrusion detection system.
Because the limited of sampling frequency and phase noise in carrier free signal demodulate technique, the limit values of the maximum and minimum setting level of interferometer sensing signal waveform is require, which decrease the amplitude of the demodulation sensing phase signal. Therefore, compensation of the amplitude of the demodulation signal to be done, the amplitude value can be closer to the original waveform after compensation. Additionally, the total harmonic distortion of the demodulation signal will be reduced. Thus, the carrier free signal demodulate technique can enhance and improve the sensing system function in the intrusion detection system

目錄
致謝 Ⅰ
中文摘要 Ⅱ
英文摘要 Ⅲ
目錄 Ⅳ
圖目錄 Ⅶ
表目錄 XI
第一章 緒論 1
1.1 研究動機 1
1.2 研究背景 2
1.3 論文提要 3
第二章 無載波訊號解調原理與公式推導 4
2.1無偏振感受性邁克遜干涉式光纖感應器的應用 4
2.2無載波訊號解調原理 6
第三章 模擬程式的介紹、方法與比較 10
3.1 模擬程式介紹 10
3.1.1 Simulink 10
3.1.2 Xilinx 10
3.1.3 Simulink及Xilinx之比較 11
3.2 干涉訊號模擬方法 13
3.2.1 干涉訊號模擬程式流程圖 13
3.2.2 干涉訊號歸一化 15
3.2.3 極大值及極小值判斷 15
3.2.4 反折點判斷 17
3.2.5 感應訊號波形解調 21
3.2.6無載波解調感應訊號波形的精密補償技術 21
第四章 Simlink及Xilinx模擬結果分析 24
4.1 干涉訊號歸一化 24
4.1.1 Simulink 24
4.1.2 Xilinx 25
4.2 一般弦波解調結果 27
4.2.1 Simulink 27
4.2.2 Xilinx 29
4.3 混波解調結果 33
4.3.1 Simulink 33
4.3.2 Xilinx 34
4.4 解調頻率極限 37
4.4.1 Simulink 37
4.4.2 Xilinx 38
4.5 解調振幅極限 39
4.5.1 Simulink 39
4.5.2 Xilinx 42
4.6高通濾波器 43
第五章 無載波解調感應訊號波形之補償及校正後的THD值比較 45
5.1無載波解調感應訊號波形之補償 45
5.1.1 simulink取樣頻率25M 46
5.1.2 simulink取樣頻率100M 49
5.1.3 xilinx取樣頻率25M 53
5.2波形校正後的 THD(Total Harmonic Distortion)比較 57
5.2.1 simulink取樣頻率25M 57
5.2.2 simulink取樣頻率100M 58
5.2.3 xilinx取樣頻率25M 58
第六章 使用FPGA數位訊號處理電路做無載波解調 60
第七章 結論 62
7.1遭遇問題與分析解決取樣頻率下降,造成解調失效(以100k為例) 62
7.2研究結論 64
7.3未來展望 65
參考文獻 66


圖目錄
圖1: 無偏振感受性邁克遜干涉儀光纖感測器之結構 4
圖2:無載波流程規劃圖 12
圖3:無載波流程規劃干涉訊號判斷反折點部分 13
圖4:無載波流程規劃公式解部分 14
圖5:光纖佈放在泥土中所得訊號,100ms內約有9個極大值及3個極小值15
圖6:光纖佈放在圍籬上所得訊號,100ms內約有40個極大值及33個極小值 15
圖7:小訊號的干涉圖形範例,干涉訊號的極小值並非-1 17
圖8:最常見之反折點範例 18
圖9:須以等效頻率來判斷之反折點範例,注意干涉訊號的某段頂端持續保持最大值 20
圖10:最嚴苛條件之反折點範例 20
圖11:(a)為干涉訊號圖形,(b)為圖A中虛線區域的放大圖,(c)為無載波解調技
術中超過極值波形之設定圖,平坦部分解調波形的累進值為零,(d)為解
調訊未經補償的部分解調波形,(e)為解調訊號經過pi/2補償的部分解調
波形 23
圖12:此圖形為模擬訊號A+B ,及歸一化後的結果(由上至下為A+B 、A、B、 訊號,一般模擬的A為5、B為3、 為相位振幅10π,訊號頻率1kHz) 24
圖13:此圖形為模擬訊號A+B ,及歸一化後的結果(由上至下為A+B 、A、B、 訊號,混波模擬的A為6、B為4、 為混波相位振幅2π,訊號頻率1kHz加上相位振幅1.2π,訊號頻率10Hz,接可由模擬者隨意設定) 25
圖14:此圖形為模擬訊號A+B ,及歸一化後的結果(由上至下為A+B 、A、B、 訊號,一般模擬的A為5、B為3、 為相位振幅10π,訊號頻率1kHz) 26
圖15:此圖形為模擬訊號A+B ,及歸一化後的結果(由上至下為A+B 、A、B、 訊號,混波模擬的A為6、B為4、 為混波相位振幅2π,訊號頻率1kHz加上相位振幅1.2π,訊號頻率10Hz,接可由模擬者隨意設定) 26
圖16:相位振幅1.1 rad,訊號頻率1kHz,bias為0的解調結果(由上而下分別為原始訊號、干涉訊號及解調訊號) 27
圖17:相位振幅1.1 rad,訊號頻率1kHz,bias為 的解調結果(由上而下分別為原始訊號、干涉訊號及解調訊號) 28
圖18:相位振幅0.1 rad,訊號頻率1kHz,bias為0的解調結果(由上而下分別為原始訊號、干涉訊號及解調訊號) 28
圖19:相位振幅0.1 rad,訊號頻率1kHz,bias為 的解調結果(由上而下分別為原始訊號、干涉訊號及解調訊號) 29
圖20:相位振幅0.1 rad,訊號頻率1kHz,bias為0的解調結果(由上而下分別為原始訊號、干涉訊號及解調訊號) 30
圖21:相位振幅0.1 rad,訊號頻率1kHz,bias為 的解調結果(由上而下分別為原始訊號、干涉訊號及解調訊號) 31
圖22:相位振幅2 rad,訊號頻率1kHz,bias為0的解調結果(由上而下分別為原始訊號、干涉訊號及解調訊號) 31
圖23:相位振幅2 rad,訊號頻率1kHz,bias為 的解調結果(由上而下分別為原始訊號、干涉訊號及解調訊號) 32
圖24:振幅5 rad頻率1kHz的相位訊號與振幅30 rad頻率500Hz的相位訊號相加(由上而下分別為原始訊號、干涉訊號及解調訊號) 33
圖25:振幅2 rad頻率1kHz的相位訊號與振幅5 rad頻率100Hz的相位訊號相乘(由上而下分別為原始訊號、干涉訊號及解調訊號) 34
圖26:振幅3 rad頻率1kHz的相位訊號與振幅7 rad頻率100Hz的相位訊號相加(由上而下分別為原始訊號、干涉訊號及解調訊號) 35
圖27:振幅2 rad頻率1kHz的相位訊號與振幅5 rad頻率100Hz的相位訊號相乘(由上而下分別為原始訊號、干涉訊號及解調訊號) 35
圖28:振幅為1.1 rad時,最大可解調頻率為480.8kHz(由上而下分別為原始訊號、干涉訊號及解調訊號) 37
圖29:振幅為1.1 rad時,最大可解調頻率為250kHz(由上而下分別為原始訊號、干涉訊號及解調訊號) 42
圖30:原始相位訊號振幅超過可解調最大振幅,導致解調失真 43
圖31:由上而下分別為反折點向上判斷錯誤一次、經高通濾波器後結果 43
圖32:由上而下分別為反折點向上判斷錯誤二次、經高通濾波器後結果 44
圖33:振幅2 rad頻率1kHz的相位訊號,沒有加上任何bias的結果(由上而下分別為原始訊號、干涉訊號及解調訊號及修正後解調訊號) 46
圖34:振幅2 rad頻率1kHz的相位訊號加上bias 的結果(由上而下分別為原始訊號、干涉訊號及解調訊號及修正後解調訊號) 46
圖35:振幅100 rad頻率1kHz的相位訊號,沒有加上任何bias的結果(由上而下分別為原始訊號、干涉訊號及解調訊號及修正後解調訊號) 47
圖36:振幅100 rad頻率1kHz的相位訊號加上bias 的結果(由上而下分別為原始訊號、干涉訊號及解調訊號及修正後解調訊號) 47
圖37:振幅2 rad頻率1kHz的相位訊號,沒有加上任何bias的結果(由上而下分別為原始訊號、干涉訊號及解調訊號及修正後解調訊號) 49
圖38:振幅2 rad頻率1kHz的相位訊號加上bias 的結果(由上而下分別為原始訊號、干涉訊號及解調訊號及修正後解調訊號) 49
圖39:振幅100 rad頻率1kHz的相位訊號,沒有加上任何bias的結果(由上而下分別為原始訊號、干涉訊號及解調訊號及修正後解調訊號) 50
圖40:振幅100 rad頻率1kHz的相位訊號加上bias 的結果(由上而下分別為原始訊號、干涉訊號及解調訊號及修正後解調訊號) 50
圖41:振幅400 rad頻率1kHz的相位訊號,沒有加上任何bias的結果(由上而下分別為原始訊號、干涉訊號及解調訊號及修正後解調訊號) 51
圖42:振幅400 rad頻率1kHz的相位訊號加上bias 的結果(由上而下分別為原始訊號、干涉訊號及解調訊號及修正後解調訊號) 51
圖43:振幅2 rad頻率1kHz的相位訊號,沒有加上任何bias的結果(由上而下分別為原始訊號、解調訊號及修正後解調訊號) 53
圖44:振幅2 rad頻率1kHz的相位訊號加上bias 的結果(由上而下分別為原始訊號、解調訊號及修正後解調訊號) 53
圖45:振幅100 rad頻率1kHz的相位訊號,沒有加上任何bias的結果(由上而下分別為原始訊號、解調訊號及修正後解調訊號) 54
圖46:振幅100 rad頻率1kHz的相位訊號加上bias 的結果(由上而下分別為原始訊號、解調訊號及修正後解調訊號) 54
圖47:使用FPGA數位訊號處理電路連結無載波程式訊號解調整體架構 60
圖48:相位振幅1.1 rad,訊號頻率1kHz,bias為0的解調結果,雜訊頻率10kHz
相位振幅0.1 rad。(由上而下分別為原始訊號、干涉訊號及解調訊號)62
圖49:相位振幅1.1 rad,訊號頻率1kHz,bias為0的解調結果,雜訊頻率100kHz
相位振幅0.1 rad。(由上而下分別為原始訊號、干涉訊號及解調訊號)63
圖50:相位振幅4 rad,訊號頻率1kHz,bias為0的解調結果,雜訊頻率100kHz
相位振幅0.1 rad。(由上而下分別為原始訊號、干涉訊號及解調訊號)63

表目錄
表1:不同相位振幅下,等效頻率反折點累積點數與非反折點累積點數之比值 19
表2:取樣頻率100MHz,相位訊號頻率1kHz之振幅極限模擬結果 39
表3:取樣頻率100MHz,相位訊號頻率10kHz之振幅極限模擬結果 40
表4:取樣頻率25MHz,相位訊號頻率1kHz之振幅極限模擬結果表 40
表5:取樣頻率25MHz,相位訊號頻率10kHz之振幅極限模擬結果 40
表6:取樣頻率25MHz,相位訊號頻率1kHz之振幅極限模擬結果 43
表7:simulink取樣頻率25MHz的原始振幅、公式解、補償pi/2振幅 48
表8:simulink取樣頻率25MHz+ 的原始振幅、公式解、補償pi/2振幅 48
表9:simulink取樣頻率100MHz的原始振幅、公式解、補償pi/2振幅 52
表10:simulink取樣頻率100MHz+ 的原始振幅、公式解、補償pi/2振 52
表11:xilinx取樣頻率25MHz的原始振幅、公式解、補償pi/2振幅 55
表12:xilinx取樣頻率25MHz+ 的原始振幅、公式解、補償pi/2振幅 55
表13:simulink取樣頻率25MHz的公式解、補償pi/2 THD值 57
表14:simulink取樣頻率25MHz+ 的公式解、補償pi/2 THD值 57
表15:simulink取樣頻率100MHz的公式解、補償pi/2 THD值 58
表16:simulink取樣頻率100MHz+ 的公式解、補償pi/2 THD值 58
表17:xilinx取樣頻率25MHz的公式解、補償pi/2 THD值 58
表18:xilinx取樣頻率25MHz+ 的公式解、補償pi/2 THD值 59

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